基本原理电路
小信号调谐放大器的输入信号很小,在微伏和毫伏数量级,晶体管工作于线性区域;它的功率很小,但通过阻抗匹配,可以获得很大的功率增益(30~40dB)。小信号放大器一般工作在甲类状态,效率较低。而调谐功率放大器的输入信号要大很多,几百毫伏到几伏,晶体管工作延伸到非线性区域——截止和饱和区。这种放大器输出功率大,效率较高,一般工作在丙类状态,主要技术指标是输出功率、效率和谐波抑制度。
如下,画出调谐放大器的基本原理图:
在实际电路中,也常用自给偏压环节代替Eb。
如上图,将理想静态特性近似表示为
ic=g(ube−Uj), ube>Uj, otherwise 0输出特性也按照以下折线近似。
导通角
设输入信号
ub=Ubmcos ωt则加到晶体管基射极电压
ube=Ubmcos ωt−Eb当激励信号
ub>∣Eb∣+∣Uj∣时,管子才导通。
θ=180°,整个周期全导通,放大器工作在甲类;
θ=90°,乙类;
θ<90°工作在丙类。
将
ube=Ubmcos ωt−Eb代入
ic=g(ube−Uj), ube>Uj, otherwise 0得
ic=g(Ubmcos ωt−Uj−Eb)根据导通角定义,
ωt=θ时,iC=0
g(Ubmcos ωt−Uj−Eb)=0
cosθ=UbmUj+Eb激励越大,θ越大;分子越大,θ越小。通过调整Eb得到θ所需值。
集电极余弦脉冲电流
ic=g(Ubmcos ωt−Uj−Eb)
可知
ωt≥θ时,Ubmcosωt−Eb≤Uj,截止、ic=0 。iC是被切去了下部的余弦脉冲。
将
cosθ=UbmUj+Eb代入
ic=g(Ubmcos ωt−Uj−Eb)得
ic=gUbm(cosωt−cosθ)
iC最大值表示为
Icmax=gUbm(1−cosθ)
ic=1−cosθIcmax(cosωt−cosθ)
iC傅里叶级数展开
Ic=Ic0+n=1∑∞Icnmcosnωt基波分量
Ic0=Icmaxπ(1−cosθ)sinθ−θcosθ
一次谐波分量
Ic1m=π1∫−ππiccosωtdωt=Icmaxπ(1−cosθ)θ−sinθcosθ
Icnm=π1∫−ππiccosnωtdωt=Icmaxπ(1−cosθ)θ−sinθcosθ
=Icmaxπn(n2−1)(1−cosθ)2(sinnθcosθ−ncosnθsinθ)
去掉Icmax的项叫直流\n次谐波分解系数,
Icnm=αnIcmaxα是θ的函数,图示如下:
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此图源自网络
题
已知某晶体管转移导纳g=10mA/V,Uj=0.6V,Eb=-1V,激励信号电压幅值Ubm=3.2V求Ic0/c1m/c2m
先求导通角
cosθ=UbmUj+Eb=0.5,θ=60°。
再求Icmax
Icmax=gUbm(1−cosθ)
=10×3.2×0.5=16(mA)
查表、利用
Icnm=αnIcmax求得结果。
槽路电压(tank voltage)
根据右下图,
uce=Ec−Ucmcosωt
其中
Ucm=Ic1mRc
Rc是集电极等效负载电阻(电路调谐在基波频率时,并联谐振电阻折到抽头部分的数值)
Rc=(N2N1)2R
=(N2N1)2QLωL
R为谐振电阻,R=R0//RL且
R=QLωL
传说中的R0,在哪?
对于基本RLC(串联)电路
Z(jω)=R+j(ωL−ωC1)
ϕ(jω)=arctan(RwL−wC1)
∣Z(jw)∣=cos[ϕ(jw)]R
一定存在一个角频率ω0,使
X(jw0=0)
因此,阻抗以ω0为中心,在全频域内随频率变动的情况分为容性区(<ω0)、电阻性和感性区。
ω0=LC
1与电阻无关。此时
Z(jw0)=R最小 I(jw0)=RUs(jw0)最大电抗电压
U˙L(jw0)+U˙C(jw0)=0
品质因数
Q=R1CL
或者
Q=Us(jw0)UL(jw0) Q=BWω0
对于并联谐振电路,
wo=LC
1 f0=2πLC
1
并联谐振时,输入导纳最小(阻抗最大)谐振时端电压最大值
U(w0)=∣Z(jw0)Is∣=RIs
Q=IsIL(w0)=w0LG1=G1LC
所以,在功率放大器图中,R0指的是没加抽头变压器时的谐振电阻,在示意图中没有画出,指的是电感具有的电阻。这部分电路表示成:
和标准的RLC并联电路不太一样。这种电路只有
R<<LC
时,谐振特点才与标准接近,而功率放大器中满足这种情况。设没有负载时品质因数Q0,则空载谐振时
R0=Q0CL
=Q0wL
通过抽头变压器阻抗匹配、加入负载RL后,品质因数将发生改变,设为QL。w为什么没变? 因为它不是怎么适合电路怎么变的,而是始终等于信号源频率。在实际中通过灵活调节变压器(电容也可)来改变电路参数匹配负载。为什么代入的L也不变? 因为线圈电感始终如一,调节变压器改变的是RL进入电路的等效电阻,而不是LC电路中和C并联的电感感抗。
那么,根据以上理解,刚才得到的
Rc=(N2N1)2R=(N2N1)2QLωL
中的R是加入负载后的等效谐振电阻,
R=R0//RL′且R=QLwL
上面的理解给出了
R0=Q0wL,RL′=(N2N1)2RL则
QLwL=Q0wL//(N2N1)2RL
并且,上述计算没有考虑晶体管的输出阻抗,因为它太大了,和放大器负载比起来可以忽略不计。
功率和效率
功率的五个衡量:
1 电源供给直流功率PS
2 晶体管集电极输出交流功率Po
3 通过槽路发送给负载的交流功率PL
4 晶体管能量转换过程中的损耗功率PC
5 槽路损耗功率PT
传说中的槽路,指的是L,C构成的并联谐振回路(即集电极负载)。
集电极效率ηC
电源供给功率(E就是三极管集电极直流电源的电压,Ic0就是把集电极电流进行傅里叶展开
Ic=Ic0+∑n=1∞Icnmcosnωt后的直流分量)
PS=ECIc0
交流输出功率(Ucm就是那个三极管输出的交流电压峰值
Ucm=Ic1mRc)
Po=21UcmIc1m
集电极效率
ηc=PSPo=2EcIc0UcmIc1m
=2α0α1EcUcm
α0α1叫集电极电流利用系数。(看’余弦脉冲电流‘中模糊的图)θ越小,利用系数越大。在极限情况下,比值为2,基波电流为直流电流的两倍(效率最高)。实际中θ不宜过小,因为α1过小时Ic1m过小(有过了
Icnm=αnIcmax),输出功率过小。通常兼顾两者,θ取40到70度,这时利用系数1.7到1.9,下降不多。
基波电压幅值
Ucm=Ic1mRc=α1IcmaxRc,它与负载、激励大小和导通角有关。任意一个因素增大,都可导致ηc提高。
不过也不能任意提高。管子导通的某一瞬间,集电极电压下降的最小值(再一次放此图)
ucemin=Ec−Ucm最后一项增大ucemin减小,减小到1V、2V左右时晶体管进入饱和区,再大虽然利用系数仍然提高但是变化缓慢。一般晶体管饱和电压按照1V计算,高频时可适当增大。
这样,比如对于12V的电源电压,ηc约是0.78~0.87。对比甲类放大器(导通角180°),同样12V集电极电源电压算得集电极效率0.459,乙类0.724。可见,一般相同条件下丙类放大器的集电极效率最高。
槽路效率ηT
ηT=PoPL=PoPo−PT
负载折算到槽路的等效回路:
集电极输出基波功率
Po=2QLwLUm2
槽路损耗功率(空载电阻R0吸收的功率)
PT=2R0Um2=2Q0wLUm2
则
ηT=PoPL=PoPo−PT
=2QLwLUm22QLwLUm2−2Q0wLUm2=Q0Q0−QL
受槽路元件质量的限制,Q0不可能很大,一般几十到几百。QL=5~10
知道这两个参数,就可以求出负载要求的输出功率计算晶体管损耗
PC=ηTPL(ηC1−1)
为了尽可能利用小功率容量的管子和电源,输出较大的功率,应力求ηC和ηT高,ηC高要求适当选取θ使电压利用系数尽可能大;ηT高,要求槽路空载品质因数Q0大,即选用低损耗的电感和电容元件。
理解并熟悉上述公式,就可以做题了。例如:
一高频功率管做成的谐振功率放大器,Ec=24V ,Po=2W,工作频率f0=10MHz,导通角70°。试验证高频功率管3DA1是否满足要求。3DA1参数:FT>=70MHz,功率增益AP>=13dB,集电极饱和压降Uces>=1.5V,PCM=1W,ICM=750mA,BVceo>=50V。
方便起见,再拿出标准原理图:
题让判断是否符合条件,显然先考虑条件有哪些。显然,应该从它给的集电极电流、开启电压、集电极输出功率、最高截止频率等参数作依据。其中,最高截止频率(特征频率)在3~5倍的谐振频率处为宜。具体证明:
特征频率对应β(放大系数)为1的频率。fbeta是β下降到0.707β时的频率。根据上一篇中简化Ⅱ型等效电路的分配原则,(下图给出简单示例)
有
I˙b1=1+jωCb′erb′eI˙b
则
β=1+jωCb′erb′eβ0=1+jfβfβ0
∣β∣=1+(fβf)2
β0
当f>>fbeta时,(三倍以上即可)
∣β∣≈fβfβ0=ffT
式中
fT=β0fβ。为了不使β过小,选择的管子的fT应远大于工作点频率,至少应该是3到5倍的工作频率,以保证晶体管3到5倍的放大倍数。
综上所述,高频功率管用作谐振功率放大器,应该满足:
ICM≥Icmax
BVCEO(集电极击穿电压)≥2EC
PCM≈PC
FT≈(3—5)f0
求出来右面的一溜,和给出的条件比对就可以了。
这是由已知条件直接推出的。观察那一堆已知条件,重要的条件也就集电极输出功率了,管子条件里边只有UCES可以用来算,其他的只能用来比对。那就可以充分利用Po的公式,这里要挑是含有电压的还是电流的,电流的条件不够,那就电压吧。
Rc=2Po(EC−UCES)2=4(24−1.5)2=126Ω
求出来RC,(勿忘,RC是集电极等效负载电阻,刚才讨论过了)和功率,求个电流就水到渠成了。
由于Po=21Icm2Rc故解得Ic1m=174(mA)
求出来基波电流,剩下的又水到渠成了。
Icmax=α1(70°)Ic1m=0.43174=405mA
Ic0=αoIcmax=0.25×405=101mA
Ic0搞了出来,那直接想到直流功率能不能求?能求。
Ps=EcIc0=24×101=2.42W
整出来直流功率,还知道输出功率,晶体管损耗功率就有了(0.42W)。比对的时候应该拿这个和PCM比对,因为现在看的是三极管不是外面的东西。
至于给出的BVCEO>=2EC,是模拟电路中的工程实际要求(如果是电阻性负载,三极管的集电极和专发射极之间电压应小于1/2 Vceo,如果感/容性要求更高,例如电视洗衣机等的开关电源,峰值314V,那么选的管子集射击穿电压一般在1200V以上)
都算出来之后比对就可以了,得到的结果是满足要求。
工作状态分析(1)
动(态)特性分析
内部特性和外部特性合起来叫动态特性。内部特性就是无载的转移特性和输出特性(已有讨论)。外部特性是有载情况下晶体管输出输入电压同时变化的特性。
已经有
iC=g(ube−Uj)
外部特性
ube=−Eb+Ubmcoswt
uce=Ec−Ucmcoswt
将
ube代入
iC=g(ube−Uj),得
ic=g(−Eb+Ubmcoswt−Uj)
又(直接移项)
coswt=UcmEc−uce
ic=g(−Eb+UbmUcmEc−uce−Uj)
在回路参数、偏置、激励、电源电压确定后,ic=f(uce)。所以,放大器的动态特性是一条直线,只需找出两个特殊点(如静态工作点Q和起始导通点B),就能画出动态线。
静态工作点Q的特点:uce=Ec 代入那个长式,得
iC=g(−Eb−Uj)=−g(Uj+Eb)
由Eb、Uj的值恒为正,所以ic为负值。Q点坐标位于横坐标下方,对应静态工作点电流为负,(不可能的)反映丙类放大器处于截止状态,集电极无电流。
对于起始导通点B,特征是ic=0那就是
0=g(−Eb+UbmUcmEc−uce−Uj)
解方程,得,晶体管刚好处于截止到导通的转折点,B的坐标为[Ec-Ucmcosθ,0]
把QB连上去与放大区与饱和区的交线交于C点,BC段就是晶体管处于放大区的动特性曲线。(如下图(重点))其中,AB段是晶体管处于截止状态的动态线;当放大器工作在临界状态时,就对应C点了;工作在过压状态时,沿饱和线下滑(说明不随ube变化了)
值得注意的是,丙类放大器(就是一直讨论的)负载线不仅于负载有关,还与导通角有关。根据ic 的斜率是导纳,即R’C的倒数(从晶体管角度看,显然要考虑等效在集电极的动态电阻(仍然忽略那个集电极电阻))R’C可以直接从上图看出来的样子。
RC′=IcmaxUcm(1−cosθ)
=IcmaxIc1mRc(1−cosθ)=α1(θ)(1−cosθ)Rc
三种工作状态
根据ucemin和Uces的大于、等于和小于关系(上图再来一遍,右下图的最低点是ucemin,当uce很低时,管子就进入饱和区。)分别得出以下三种状态:
欠压----整个周期内晶体管工作不进入饱和区(任何时刻都工作在放大状态)
临界----刚刚进入饱和区的边缘
过压----有部分在饱和区